H
horst-d.winzler
Guest
Am 08.12.19 um 10:26 schrieb Fritz:
Wegen Digitalisierung des ganzen NF Gedöns. ;-)
--
---hdw---
Wegen Digitalisierung des ganzen NF Gedöns. ;-)
--
---hdw---
G
Gerhard Hoffmann
Guest
Am 08.12.19 um 10:26 schrieb Fritz:
Das kannst du mit der Soundkarte deines PCs selber erledigen.
Noch heute nachmittag.
https://www.qsl.net/dl4yhf/spectra1.html
https://groups.io/g/SpectrumLabUsers
Es gibt genügend FFT-Programme für die Soundkarte.
Das hat RCA schon vor -zig Jahren gemacht.
Stichwort "overlay transistor", wo jeder Emitterstreifen seinen
eigenen NiCr Gegenkopplungs-R bekommen hat. 2N3866 etc
Es gibt genügend echte Probleme.
Da muss man keine Pseudowissenschaft von vor 40 Jahren ausgraben.
Das kannst du mit der Soundkarte deines PCs selber erledigen.
Noch heute nachmittag.
https://www.qsl.net/dl4yhf/spectra1.html
https://groups.io/g/SpectrumLabUsers
Es gibt genügend FFT-Programme für die Soundkarte.
Das hat RCA schon vor -zig Jahren gemacht.
Stichwort "overlay transistor", wo jeder Emitterstreifen seinen
eigenen NiCr Gegenkopplungs-R bekommen hat. 2N3866 etc
Es gibt genügend echte Probleme.
Da muss man keine Pseudowissenschaft von vor 40 Jahren ausgraben.
J
Jan Bruns
Guest
Stufe 1:
========
Das Potential am Source von TR501, TR503 ergibt sich aus deren durch R511
fliessende Stromsumme
U_src = -16.5V +(I_tr501+I_tr503)*R511.
Seien diese Ströme folgt modelliert:
I_tr501 = (-Uz_tr501 + Ug_tr501 -U_src)*v_tr501
und
I_tr503 = (-Uz_tr503 + Ug_tr503 -U_src)*v_tr503
wobei v den Strom pro Spannungsänderung modelliert, und die Uz aus dem
Linearbereich extrapolierte Ugs_off modellieren soll.
Sei durch *Bauteilselektion*
v_tr501=v_tr501 = v
und
Uz_tr501=Uz_tr503 = Uz,
so daß
I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v
und
I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v.
Der im Schlatplan angegebene Beispielwert für U_g=0, U_src=0.23V ergibt
sich z.B. mit der Annahme
v=17 mA/V
Uz=-0.29V.
Nach etwas Rechnerei (mit MAXIMA)...
U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511;
%,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v;
%,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v;
solve(%,U_src);
%[1];
%,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017;
expand(%);
(%i1) U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511;
(%o1) U_src = (I_tr503 + I_tr501) R511 - 16.5
(%i2) %,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v;
(%o2) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v + I_tr503) - 16.5
(%i3) %,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v;
(%o3) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr503 - U_src) v
+ ((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v)
- 16.5
(%i4) solve(%,U_src);
rat: replaced 16.5 by 33/2 = 16.5
(4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33
(%o4) [U_src = - ------------------------------------------------------]
4 R511 v + 2
(%i5) %[1];
(4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33
(%o5) U_src = - ------------------------------------------------------
4 R511 v + 2
(%i6) %,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017;
(%o6) U_src = - 0.00178699070764832 (0.017
((- 16400 Ug_tr503) - 16400 Ug_tr501 - 9512.0)
+ 33)
(%i7) expand(%);
(%o7) U_src = 0.4982130092923517 Ug_tr503 + 0.4982130092923517 Ug_tr501
+
0.2299928520371694
also sehr präzise
U_src = 0.23V + (Ug_tr501+Ug_tr503)/2
wobei sich die Abweichung von diesem Idealverhalten kaum durch die
Annahmen zu Uz und v sondern im wesentlichen durch R511 ergibt (s. Gl.
%o5).
Und U_src eingesetzt in die Ausgangsgleichungen für die Ströme ergibt
somit:
I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23V -Uz)
I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23V -Uz)
Stufe 2:
========
R523 und R525 seien vernachlässigt.
Die Basisströme der Transistoren TR505 und TR507 sind die durch R505,R507
fliessenden Ströme abzüglich der durch TR501,TR503 abgeleiteten:
Ib_tr505 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R505 - I_tr501
Ib_tr507 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R507 - I_tr503
So ist der Spannungsabfall an R527 bei Annahme konstanter
Stromverstärkung:
U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527
Mit den Zahlenwerten aus dem Schaltplan ergibt sich nebenbei der
Stromverstärkungsfaktor k der Transistoren TR505 und TR507 zu
k=94.03664634564012.
Einsetzen der Basisströme in obige Formel für U_R527, und weiteres
Einsetzen der Transistorströme aus Stufe 1 führt zu dem irgendwo
überraschenden Ergebnis, daß U_R527 unabhängig von den Gatespannungen in
Stufe 1 konstant ist.
U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527;
%,Ib_tr505 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R505 - I_tr501;
%,Ib_tr507 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R507 - I_tr503;
%,I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23 -Uz);
%,I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23 -Uz);
solve(%,U_R527);
%[1],k=94.03664634564012;
%,R505=4700,R507=4700;
%,R527=1300;
%,v=0.017;
%,Uz=-0.29;
=> U_R527 = 10.8005624719512
Sollten sich allerings in Stufe 1 (und 2) doch irgendwie Asymetrien in
den Strömen ergeben, wird U_R527 wohl kräftig in Richtung einer Re-
Zentrierung der Ströme schwanken,
Ib_tr505 = (15.8-U_R527)/R505-((-Uz)+(Ug_tr501-Ug_tr503)/2-0.23)*v
Ib_tr507 = (15.8-U_R527)/R507-((-Uz)+(Ug_tr503-Ug_tr501)/2-0.23)*v
Daraus folgt auch der Ruhestrom in die Basis: 43.71 ľA
D.h. auch, daß die Differenz der beiden Gatespannungen in Stufe 1 nicht
mehr als etwa 5mV betragen darf (verrückt: ein voll aussteuerndes Signal
ist ein Vielfaches grösser! vllt. nicht so wild, es ist ja eh wohl das
Ziel, die vorgegebene Spannung exakt einzustellen).
Stufe 3:
========
Am gemeinsamen Emitterwiderstand R529 (82 Ohm) von TR509 und TR511 sollen
laut Plan 800mV in Ruhe abfallen, also knapp 10mA fliessen.
Bei einer Stromverstärkung der Transistoren von 100 bedeutet das also
grob 100ľA Basisstromsumme.
Soll letztere halbwegs konstant bleiben, reduziert sich die in Stufe 1
nutzbare Gatedifferenz sicherlich noch weiter, als oben berechnet (vllt.
auf ca. 50ľV?).
Konkret gehe ich davon aus, daß sich beim angegebenen Arbeitspunkt mit
Basispotential (54.6V) Veränderungen der Kollektorströme aus der Stufe 2
vollständig als Basisstromänderung in Stufe 3 auswirken.
Stufe 4:
========
TR513 ist nicht verstärkend geschaltet, und dient wohl zur Aufnahme der
Spannungsdifferenz.
Da R531=R533 scheint auch TR515 effektiv keine Stromverstärkung
beizutragen.
Leistungsstufe:
===============
Ich gehe zunächst davon aus, daß TR517 im Regelbetrieb wirkungslos ist.
Vielleicht dient er ja irgendwelchen Prüfprozeessen ei der Fertigung.
Somit vereinfacht sich dieses gesamte Rechteck im Wesentlichen zu einem
10k (5k mit Optostrom an) Widerstand zwischen positivem und negativem
Pfad.
Die Diodenreihe D513, D515, D517, D519 dürfte mitsamt den angehängen
beiden Widerständen und Dioden im Normalbetrieb weitesgehend wirkungslos
sein.
Die Z-Diodenreihe bewirkt wohl, daß die Basen von TR519 bzw. TR521 nicht
weiter als knapp 6V vom Output weg können, entsprechend einer Begrenzung
auf 40A, gegeben duch den Spannungsabfall an den 0.22 Ohm Widerständen.
Nach diesen Ausführungen wäre aber das Poti VR501 ziemlich sicher
ziemlich wirkungslos.
Das hat aber Auswirkungen auf die Wärmeentwicklung.
Ausserdem wären die 5mA Ruhestrom aus Stufe 3 bzw. 4 vllt. doch ein
bisschen viel um an den Leistungstransistoren nur 36mA Ruhestrom zu
bewirken. Die werden ja zweistufig deutlich mehr Stromverstärkung haben.
Also sei mal anders als im Schaltplan der Emitter von TR517 an den
Kollektor von TR515 angeschlossen.
Dann kann der im Leerlauf (bei kleinen Gate-Differenzen in Stufe 1) den
Leistungtransistoren den Strom wegfressen. Bei grösseren angeforderten
und gelieferten Ausgangsströmen mag zwar der Basisstrom von TR517 noch
grösser werden, aber gegen die ungleichen Ströme aus Stufe 3/4 käme ja
selbst ein Kurzschluss nicht an.
Möglicherweise kann sodann der Optokoppler eben diese Funktionalität
lahmlegen/begrenzen.
Aber eh' ich da jetzt dran rumrechne müsste ich das Teil vielleicht doch
mal aufschrauben und schauen, ob das tatsächlich so angeschlossen ist.
Gruss
Jan Bruns
========
Das Potential am Source von TR501, TR503 ergibt sich aus deren durch R511
fliessende Stromsumme
U_src = -16.5V +(I_tr501+I_tr503)*R511.
Seien diese Ströme folgt modelliert:
I_tr501 = (-Uz_tr501 + Ug_tr501 -U_src)*v_tr501
und
I_tr503 = (-Uz_tr503 + Ug_tr503 -U_src)*v_tr503
wobei v den Strom pro Spannungsänderung modelliert, und die Uz aus dem
Linearbereich extrapolierte Ugs_off modellieren soll.
Sei durch *Bauteilselektion*
v_tr501=v_tr501 = v
und
Uz_tr501=Uz_tr503 = Uz,
so daß
I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v
und
I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v.
Der im Schlatplan angegebene Beispielwert für U_g=0, U_src=0.23V ergibt
sich z.B. mit der Annahme
v=17 mA/V
Uz=-0.29V.
Nach etwas Rechnerei (mit MAXIMA)...
U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511;
%,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v;
%,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v;
solve(%,U_src);
%[1];
%,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017;
expand(%);
(%i1) U_src = -16.5 +(I_tr501+I_tr503)*R511;
(%o1) U_src = (I_tr503 + I_tr501) R511 - 16.5
(%i2) %,I_tr501 = (-Uz + Ug_tr501 -U_src)*v;
(%o2) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v + I_tr503) - 16.5
(%i3) %,I_tr503 = (-Uz + Ug_tr503 -U_src)*v;
(%o3) U_src = R511 (((- Uz) + Ug_tr503 - U_src) v
+ ((- Uz) + Ug_tr501 - U_src) v)
- 16.5
(%i4) solve(%,U_src);
rat: replaced 16.5 by 33/2 = 16.5
(4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33
(%o4) [U_src = - ------------------------------------------------------]
4 R511 v + 2
(%i5) %[1];
(4 R511 Uz - 2 R511 Ug_tr503 - 2 R511 Ug_tr501) v + 33
(%o5) U_src = - ------------------------------------------------------
4 R511 v + 2
(%i6) %,R511=8200,Uz=-0.29,v=0.017;
(%o6) U_src = - 0.00178699070764832 (0.017
((- 16400 Ug_tr503) - 16400 Ug_tr501 - 9512.0)
+ 33)
(%i7) expand(%);
(%o7) U_src = 0.4982130092923517 Ug_tr503 + 0.4982130092923517 Ug_tr501
+
0.2299928520371694
also sehr präzise
U_src = 0.23V + (Ug_tr501+Ug_tr503)/2
wobei sich die Abweichung von diesem Idealverhalten kaum durch die
Annahmen zu Uz und v sondern im wesentlichen durch R511 ergibt (s. Gl.
%o5).
Und U_src eingesetzt in die Ausgangsgleichungen für die Ströme ergibt
somit:
I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23V -Uz)
I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23V -Uz)
Stufe 2:
========
R523 und R525 seien vernachlässigt.
Die Basisströme der Transistoren TR505 und TR507 sind die durch R505,R507
fliessenden Ströme abzüglich der durch TR501,TR503 abgeleiteten:
Ib_tr505 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R505 - I_tr501
Ib_tr507 = (16.5V -0.7V -U_R527) / R507 - I_tr503
So ist der Spannungsabfall an R527 bei Annahme konstanter
Stromverstärkung:
U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527
Mit den Zahlenwerten aus dem Schaltplan ergibt sich nebenbei der
Stromverstärkungsfaktor k der Transistoren TR505 und TR507 zu
k=94.03664634564012.
Einsetzen der Basisströme in obige Formel für U_R527, und weiteres
Einsetzen der Transistorströme aus Stufe 1 führt zu dem irgendwo
überraschenden Ergebnis, daß U_R527 unabhängig von den Gatespannungen in
Stufe 1 konstant ist.
U_R527 = (k+1)*(Ib_tr505 + Ib_tr507) * R527;
%,Ib_tr505 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R505 - I_tr501;
%,Ib_tr507 = (16.5 -0.7 -U_R527) / R507 - I_tr503;
%,I_tr501 = v * ((Ug_tr501-Ug_tr503)/2 -0.23 -Uz);
%,I_tr503 = v * ((Ug_tr503-Ug_tr501)/2 -0.23 -Uz);
solve(%,U_R527);
%[1],k=94.03664634564012;
%,R505=4700,R507=4700;
%,R527=1300;
%,v=0.017;
%,Uz=-0.29;
=> U_R527 = 10.8005624719512
Sollten sich allerings in Stufe 1 (und 2) doch irgendwie Asymetrien in
den Strömen ergeben, wird U_R527 wohl kräftig in Richtung einer Re-
Zentrierung der Ströme schwanken,
Ib_tr505 = (15.8-U_R527)/R505-((-Uz)+(Ug_tr501-Ug_tr503)/2-0.23)*v
Ib_tr507 = (15.8-U_R527)/R507-((-Uz)+(Ug_tr503-Ug_tr501)/2-0.23)*v
Daraus folgt auch der Ruhestrom in die Basis: 43.71 ľA
D.h. auch, daß die Differenz der beiden Gatespannungen in Stufe 1 nicht
mehr als etwa 5mV betragen darf (verrückt: ein voll aussteuerndes Signal
ist ein Vielfaches grösser! vllt. nicht so wild, es ist ja eh wohl das
Ziel, die vorgegebene Spannung exakt einzustellen).
Stufe 3:
========
Am gemeinsamen Emitterwiderstand R529 (82 Ohm) von TR509 und TR511 sollen
laut Plan 800mV in Ruhe abfallen, also knapp 10mA fliessen.
Bei einer Stromverstärkung der Transistoren von 100 bedeutet das also
grob 100ľA Basisstromsumme.
Soll letztere halbwegs konstant bleiben, reduziert sich die in Stufe 1
nutzbare Gatedifferenz sicherlich noch weiter, als oben berechnet (vllt.
auf ca. 50ľV?).
Konkret gehe ich davon aus, daß sich beim angegebenen Arbeitspunkt mit
Basispotential (54.6V) Veränderungen der Kollektorströme aus der Stufe 2
vollständig als Basisstromänderung in Stufe 3 auswirken.
Stufe 4:
========
TR513 ist nicht verstärkend geschaltet, und dient wohl zur Aufnahme der
Spannungsdifferenz.
Da R531=R533 scheint auch TR515 effektiv keine Stromverstärkung
beizutragen.
Leistungsstufe:
===============
Ich gehe zunächst davon aus, daß TR517 im Regelbetrieb wirkungslos ist.
Vielleicht dient er ja irgendwelchen Prüfprozeessen ei der Fertigung.
Somit vereinfacht sich dieses gesamte Rechteck im Wesentlichen zu einem
10k (5k mit Optostrom an) Widerstand zwischen positivem und negativem
Pfad.
Die Diodenreihe D513, D515, D517, D519 dürfte mitsamt den angehängen
beiden Widerständen und Dioden im Normalbetrieb weitesgehend wirkungslos
sein.
Die Z-Diodenreihe bewirkt wohl, daß die Basen von TR519 bzw. TR521 nicht
weiter als knapp 6V vom Output weg können, entsprechend einer Begrenzung
auf 40A, gegeben duch den Spannungsabfall an den 0.22 Ohm Widerständen.
Nach diesen Ausführungen wäre aber das Poti VR501 ziemlich sicher
ziemlich wirkungslos.
Das hat aber Auswirkungen auf die Wärmeentwicklung.
Ausserdem wären die 5mA Ruhestrom aus Stufe 3 bzw. 4 vllt. doch ein
bisschen viel um an den Leistungstransistoren nur 36mA Ruhestrom zu
bewirken. Die werden ja zweistufig deutlich mehr Stromverstärkung haben.
Also sei mal anders als im Schaltplan der Emitter von TR517 an den
Kollektor von TR515 angeschlossen.
Dann kann der im Leerlauf (bei kleinen Gate-Differenzen in Stufe 1) den
Leistungtransistoren den Strom wegfressen. Bei grösseren angeforderten
und gelieferten Ausgangsströmen mag zwar der Basisstrom von TR517 noch
grösser werden, aber gegen die ungleichen Ströme aus Stufe 3/4 käme ja
selbst ein Kurzschluss nicht an.
Möglicherweise kann sodann der Optokoppler eben diese Funktionalität
lahmlegen/begrenzen.
Aber eh' ich da jetzt dran rumrechne müsste ich das Teil vielleicht doch
mal aufschrauben und schauen, ob das tatsächlich so angeschlossen ist.
Gruss
Jan Bruns
K
Klaus Butzmann
Guest
Am 08.12.2019 um 14:32 schrieb Gerhard Hoffmann:
gibts aktuell was gängiges für komplementär mit 30 V?
War so der Klassiker in erweiterten "NF" Generatoren.
2N3866 / 2N5109 als Sot-223?
Butzo
Die HF Typen mit MHz und etwas Muskeln werden rar,
gibts aktuell was gängiges für komplementär mit 30 V?
War so der Klassiker in erweiterten "NF" Generatoren.
2N3866 / 2N5109 als Sot-223?
Butzo
G
Gerhard Hoffmann
Guest
Am 08.12.19 um 15:42 schrieb Klaus Butzmann:
NPNs sind nicht so das Problem. BFG196 & Freunde in
SOT-223 gibt's nicht mehr, aber z.B. BFQ19S in SOT-89.
SOT-89 finde ich eigentlich besser, der verzichtet auf
das lange, dünne Blech das überwiegend nur in der Luft hängt.
Bei HF-PNP sieht's aber wirklich düster aus. Sogar
bei Kleinleistung. BFT93, RIP! Ich habe noch eine
fast volle Rolle BFG31, aber in Konstruktionen für
Kunden kann man die nicht mehr einbauen.
BFQ149 ist auch tot.
Für PNP & HF bleiben fast nur noch diese Arrays
von Renesas, ex Intersil: HFA3135, HFA3096
Aber mit "etwas Muskeln" haben die auch nix zu tun.
Für HF und RICHTIG power gibt es jetzt tolle
GaN-Transistoren, aber alle N-Kanal.
Gruß, Gerhard
NPNs sind nicht so das Problem. BFG196 & Freunde in
SOT-223 gibt's nicht mehr, aber z.B. BFQ19S in SOT-89.
SOT-89 finde ich eigentlich besser, der verzichtet auf
das lange, dünne Blech das überwiegend nur in der Luft hängt.
Bei HF-PNP sieht's aber wirklich düster aus. Sogar
bei Kleinleistung. BFT93, RIP! Ich habe noch eine
fast volle Rolle BFG31, aber in Konstruktionen für
Kunden kann man die nicht mehr einbauen.
BFQ149 ist auch tot.
Für PNP & HF bleiben fast nur noch diese Arrays
von Renesas, ex Intersil: HFA3135, HFA3096
Aber mit "etwas Muskeln" haben die auch nix zu tun.
Für HF und RICHTIG power gibt es jetzt tolle
GaN-Transistoren, aber alle N-Kanal.
Gruß, Gerhard
F
Fritz
Guest
Am 08.12.19 um 11:17 schrieb horst-d.winzler:
Nicht immer und überall, analog lebt und lebt vermutlich noch lange,
sogar die Röhren Fraktion gibt noch kräftige Lebenszeichen.
--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
Nicht immer und überall, analog lebt und lebt vermutlich noch lange,
sogar die Röhren Fraktion gibt noch kräftige Lebenszeichen.
--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
F
Fritz
Guest
Am 08.12.19 um 14:32 schrieb Gerhard Hoffmann:
Ich habe keine Soundkarte, so wie du sie meinst, im meinem Mac.
Dazu müsste ich mir was externes (mit Softwareunterstützung für Mac) kaufen.
Eine Wald und Wiesen Soundkarte halte ich für die geforderte Auflösung
und Qualität für untauglich.
Der besagte Techniker hat etwas mehr als nur einen PC mit Soundkarte
dort stehen:
<http://funk-tonstudiotechnik.de/1%20Studiomagazin%201-2009%20Interview.pdf>
Und er entwickelt für Profis.
Die Toshiba Transistoren (die ich meine) entstanden etwa zur gleichen
Zeit. Irgendwo habe noch alte Datenblätter von denen herumliegen.
Wer außer dir, sagt, dass das eine Pseudowissenschaft war?
--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
Ich habe keine Soundkarte, so wie du sie meinst, im meinem Mac.
Dazu müsste ich mir was externes (mit Softwareunterstützung für Mac) kaufen.
Eine Wald und Wiesen Soundkarte halte ich für die geforderte Auflösung
und Qualität für untauglich.
Der besagte Techniker hat etwas mehr als nur einen PC mit Soundkarte
dort stehen:
<http://funk-tonstudiotechnik.de/1%20Studiomagazin%201-2009%20Interview.pdf>
Und er entwickelt für Profis.
Die Toshiba Transistoren (die ich meine) entstanden etwa zur gleichen
Zeit. Irgendwo habe noch alte Datenblätter von denen herumliegen.
Wer außer dir, sagt, dass das eine Pseudowissenschaft war?
--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
K
Klaus Butzmann
Guest
Am 08.12.2019 um 16:11 schrieb Gerhard Hoffmann:
also doch rechtzeitig NOS bunkern :-(
Die 3866er etc. sind halt in den ganzen alten Geräten drin, aber ein
schönes Gerät wegwerfen, nur weil die Endstufe tot ist, macht keinen Spass.
Danke!
Butzo
Klingt jetzt nicht so toll,
also doch rechtzeitig NOS bunkern :-(
Die 3866er etc. sind halt in den ganzen alten Geräten drin, aber ein
schönes Gerät wegwerfen, nur weil die Endstufe tot ist, macht keinen Spass.
Danke!
Butzo
S
Stefan Wiens
Guest
Jan Bruns <ebay@abnuto.de> writes:
TR513 ist in Basisschaltung, bewirkt also eine (hier geringe)
Spannungsverstärkung. Man könnte TR509/TR513 als Kaskode sehen. Ich
nehme an, das soll vor allem die Verlustleistung von TR509 reduzieren.
TR515 bildet zusammen mit D501 und den Emitterwiderständen einen
Stromspiegel.
Ohne TR517 werden die Endtransistoren bald am viel zu hohen Ruhestrom
zugrunde gehen.
Deren Sinn erschließt sich mir auch nicht.
Richtig.
TR517 bildet eine Art "einstellbare Z-Diode".
Erhöht die "Z-Spannung".
Das würde Klarheit schaffen.
--
Stefan
TR513 ist in Basisschaltung, bewirkt also eine (hier geringe)
Spannungsverstärkung. Man könnte TR509/TR513 als Kaskode sehen. Ich
nehme an, das soll vor allem die Verlustleistung von TR509 reduzieren.
TR515 bildet zusammen mit D501 und den Emitterwiderständen einen
Stromspiegel.
Ohne TR517 werden die Endtransistoren bald am viel zu hohen Ruhestrom
zugrunde gehen.
Deren Sinn erschließt sich mir auch nicht.
Richtig.
TR517 bildet eine Art "einstellbare Z-Diode".
Erhöht die "Z-Spannung".
Das würde Klarheit schaffen.
--
Stefan
H
horst-d.winzler
Guest
Am 08.12.19 um 18:51 schrieb Klaus Butzmann:
ebay kannste vergessen. Was bleibt übrig? Anpassen an das
Unvermeidliche. Was sonst? :-(
--
---hdw---
ebay kannste vergessen. Was bleibt übrig? Anpassen an das
Unvermeidliche. Was sonst? :-(
--
---hdw---
K
Klaus Butzmann
Guest
Am 08.12.2019 um 20:35 schrieb horst-d.winzler:
Ging vor 10 Jahren noch einfach...
Butzo
Order rechtzeitig das Lager füllen
Ging vor 10 Jahren noch einfach...
Butzo
G
Gerhard Hoffmann
Guest
Am 08.12.19 um 20:35 schrieb horst-d.winzler:
Einen 2N3866 wird man immer noch auftreiben können.
Genug für eine Serie weniger.
Gruß, Gerhard
Einen 2N3866 wird man immer noch auftreiben können.
Genug für eine Serie weniger.
Gruß, Gerhard
H
horst-d.winzler
Guest
Am 08.12.19 um 21:06 schrieb Klaus Butzmann:
Wir hatten eine Zeitenwende. Keiner wollte es wahr haben. Nachdem die
Produktion ging, folgt nun die Entwicklung. Was bleibt, Diaspora.
--
---hdw---
Am 08.12.2019 um 20:35 schrieb horst-d.winzler:
ebay kannste vergessen. Was bleibt übrig? Anpassen an das
Unvermeidliche. Was sonst? :-(
Order rechtzeitig das Lager füllen
Ging vor 10 Jahren noch einfach...
Wir hatten eine Zeitenwende. Keiner wollte es wahr haben. Nachdem die
Produktion ging, folgt nun die Entwicklung. Was bleibt, Diaspora.
--
---hdw---
J
Jan Bruns
Guest
Stefan Wiens:
Genau.
Das glaube ich eher nicht.
Wenn man VR501 auf 5KOhm stellt (hey, das Gerät hält jetzt schon knappe 3
Jahrzehnte), ergäbe sich im Leerlauf an dem Spannungssteiler, an dem auf
R539 hängt, nur ein gutes Volt.
Hat sodann C531 0.6V verbleiben 0,45V Spannungsabfall an R539, und somit
nur 15¾A. Da mßsste TR517 schon eine Stromverstärkung um 300 haben, um so
langsam gegen die 5mA aus TR511 anzukommen.
Oder anders gesagt: Die Endstufentransistoren sollten doch mit halber
Vollaussteuerung (halbes I_max) dauerhaft zurecht kommen.
Das ist zwar richtig, aber irgendwo eher ein Kritikpunkt als eine
Beschreibung der Funktion, glaube ich.
Im Prinzip kĂśnnte man ja wenn ich das richtig sehe bei TR517 einfach
einen Kurzschluss erzeugen, hätte dann ßberhaupt keinen Ruhestrom im
Leistungsteil mehr (wie cool!), und es wĂźrde immer nur entweder gepusht
oder gepullt, anstatt da im Prinzip vĂśllig nutzlose Endstufen-interne
HeizstrĂśme zu haben.
Ja. Mein Multimeter fiepte auf Anhieb bei Emitter von TR517 an Kollektor
von TR515 (PMA-860).
Das war weit einfacher zu Testen als befßrchtet, das Gehäuse hat im Boden
ein abschraubbares Lochblech.
Keine Ahnung, das Design wirkt auf mich, als wĂźrde es zum Experimentieren
mit TR517 einladen. Habe ich aber keine Lust zu.
Hruss
Jan Bruns
Genau.
Das glaube ich eher nicht.
Wenn man VR501 auf 5KOhm stellt (hey, das Gerät hält jetzt schon knappe 3
Jahrzehnte), ergäbe sich im Leerlauf an dem Spannungssteiler, an dem auf
R539 hängt, nur ein gutes Volt.
Hat sodann C531 0.6V verbleiben 0,45V Spannungsabfall an R539, und somit
nur 15¾A. Da mßsste TR517 schon eine Stromverstärkung um 300 haben, um so
langsam gegen die 5mA aus TR511 anzukommen.
Oder anders gesagt: Die Endstufentransistoren sollten doch mit halber
Vollaussteuerung (halbes I_max) dauerhaft zurecht kommen.
Das ist zwar richtig, aber irgendwo eher ein Kritikpunkt als eine
Beschreibung der Funktion, glaube ich.
Im Prinzip kĂśnnte man ja wenn ich das richtig sehe bei TR517 einfach
einen Kurzschluss erzeugen, hätte dann ßberhaupt keinen Ruhestrom im
Leistungsteil mehr (wie cool!), und es wĂźrde immer nur entweder gepusht
oder gepullt, anstatt da im Prinzip vĂśllig nutzlose Endstufen-interne
HeizstrĂśme zu haben.
Ja. Mein Multimeter fiepte auf Anhieb bei Emitter von TR517 an Kollektor
von TR515 (PMA-860).
Das war weit einfacher zu Testen als befßrchtet, das Gehäuse hat im Boden
ein abschraubbares Lochblech.
Keine Ahnung, das Design wirkt auf mich, als wĂźrde es zum Experimentieren
mit TR517 einladen. Habe ich aber keine Lust zu.
Hruss
Jan Bruns
M
Marcel Mueller
Guest
Am 07.12.19 um 14:58 schrieb Fritz:
Die können von mir aus schreiben was sie mögen. BTDTMT.
Ich baue seit über 30 Jahren Class AB, und die sind klanglich alle über
jeden Verdacht erhaben. Der Klirr ist unter dem was mein Gerätepark noch
sinnvoll quantifizieren kann. Und hören tut man 0,0x% sowieso nicht.
Danach kommt nur noch der Glaube.
> Zudem hast bei Class AB durch Nichtlinearitäten Crossover Distortion und
Ja, immer, und mit dem Gegenkopplungsfaktor mal innerer Verstärkung
gedämpft. Letzterer Faktor ist bei vielen Audio-Endstufen so hoch, dass
die selbst eine E-Funktion weitgehend ausregeln würden.
Total egal, solange vernachlässigbar klein.
Und bevor daraus resultierende Verzerrungen stören ist schon lange die
Gegenkopplung instabil, wegen dem Delay.
Bei Audio sind die Schaltzeiten in der Praxis Banane, weil die
Energiedichteverteilung jeglicher noch sinnvoll hörbarer Musik bei hohen
Frequenzen so wenig Anteil aufweist, dass die tatsächlich geforderte
Steilheit stark begrenzt ist. Und wenn man die Transistoren langsam auf
Strom null runter fährt, konvergieren die Schaltzeiten auch gegen null.
Wenn die Transistoren zu lahm sind, muss man halt die Slew-Rate
begrenzen, damit die Kiste nicht schwingt. Erst wenn dieses Limit in der
gerissen wird, hört man Verzerrungen. Das habe ich in der Praxis bei
einer halbwegs sinnvoll ausgelegten Endstufe noch /nie/ erlebt.
Mit Messsignalen bekommt man das natürlich problemlos hin - bei 25 kHz
mit Vollaussteuerung dürften die wenigsten größeren Endstufen mitgehen.
Aber wen interessiert das?
Die ganzen Diskussionen sind im Besonderen deshalb so lustig, weil die
ganze PA-Liga längst auf Class-D umgeschwenkt ist. Und die Dinger sind
wirklich deutlich schlechter als Class-AB, aber eben immer noch gut genug.
Mit Class D habe ich Ende der 80-er auch schon mal herumgespielt - der
Wirkungsgrad war einfach zu verlockend -, aber ohne Erfolg. Damals waren
sie noch zu schlecht; vielleicht waren auch nur meine Kenntnisse noch zu
schlecht.
Marcel
Die können von mir aus schreiben was sie mögen. BTDTMT.
Ich baue seit über 30 Jahren Class AB, und die sind klanglich alle über
jeden Verdacht erhaben. Der Klirr ist unter dem was mein Gerätepark noch
sinnvoll quantifizieren kann. Und hören tut man 0,0x% sowieso nicht.
Danach kommt nur noch der Glaube.
> Zudem hast bei Class AB durch Nichtlinearitäten Crossover Distortion und
Ja, immer, und mit dem Gegenkopplungsfaktor mal innerer Verstärkung
gedämpft. Letzterer Faktor ist bei vielen Audio-Endstufen so hoch, dass
die selbst eine E-Funktion weitgehend ausregeln würden.
Total egal, solange vernachlässigbar klein.
Und bevor daraus resultierende Verzerrungen stören ist schon lange die
Gegenkopplung instabil, wegen dem Delay.
Bei Audio sind die Schaltzeiten in der Praxis Banane, weil die
Energiedichteverteilung jeglicher noch sinnvoll hörbarer Musik bei hohen
Frequenzen so wenig Anteil aufweist, dass die tatsächlich geforderte
Steilheit stark begrenzt ist. Und wenn man die Transistoren langsam auf
Strom null runter fährt, konvergieren die Schaltzeiten auch gegen null.
Wenn die Transistoren zu lahm sind, muss man halt die Slew-Rate
begrenzen, damit die Kiste nicht schwingt. Erst wenn dieses Limit in der
gerissen wird, hört man Verzerrungen. Das habe ich in der Praxis bei
einer halbwegs sinnvoll ausgelegten Endstufe noch /nie/ erlebt.
Mit Messsignalen bekommt man das natürlich problemlos hin - bei 25 kHz
mit Vollaussteuerung dürften die wenigsten größeren Endstufen mitgehen.
Aber wen interessiert das?
Die ganzen Diskussionen sind im Besonderen deshalb so lustig, weil die
ganze PA-Liga längst auf Class-D umgeschwenkt ist. Und die Dinger sind
wirklich deutlich schlechter als Class-AB, aber eben immer noch gut genug.
Mit Class D habe ich Ende der 80-er auch schon mal herumgespielt - der
Wirkungsgrad war einfach zu verlockend -, aber ohne Erfolg. Damals waren
sie noch zu schlecht; vielleicht waren auch nur meine Kenntnisse noch zu
schlecht.
Marcel
M
Marcel Mueller
Guest
Am 08.12.19 um 00:42 schrieb Ewald Pfau:
Das kenne ich auch von NAD. Aber so richtig durchgesetzt hat sich das nicht.
Ich denke mal Aufwand ist einfach zu hoch und der Nutzen moderat. So
richtig etwas bringen tut das primär bei stark komplexer oder sehr
niederohmiger Last, also wenn auch bei geringen Ausgangsspannungen noch
hohe StrĂśme gefragt sind.
Stark komplexe Last sind aber allenfalls defekte oder fehlkonstruierte
Lautsprecher. Und die Impedanz sinkt im Bassbereich, wo Leistung gefragt
ist, auch nicht unter alle Grenzen.
Gegen Misshandlung wiederum ist eine SOA-Protection wesentlich simpler.
Die kann man auch sehr leicht so konstruieren, dass sie die
Endtransistoren beim AuslĂśsen erst mal eine Halbwelle abgeschaltet
werden (Phasenabschnitt). Das hĂśrt man dann deutlich (leises Kratzen),
ohne dass etwas kaputt geht.
Marcel
Das kenne ich auch von NAD. Aber so richtig durchgesetzt hat sich das nicht.
Ich denke mal Aufwand ist einfach zu hoch und der Nutzen moderat. So
richtig etwas bringen tut das primär bei stark komplexer oder sehr
niederohmiger Last, also wenn auch bei geringen Ausgangsspannungen noch
hohe StrĂśme gefragt sind.
Stark komplexe Last sind aber allenfalls defekte oder fehlkonstruierte
Lautsprecher. Und die Impedanz sinkt im Bassbereich, wo Leistung gefragt
ist, auch nicht unter alle Grenzen.
Gegen Misshandlung wiederum ist eine SOA-Protection wesentlich simpler.
Die kann man auch sehr leicht so konstruieren, dass sie die
Endtransistoren beim AuslĂśsen erst mal eine Halbwelle abgeschaltet
werden (Phasenabschnitt). Das hĂśrt man dann deutlich (leises Kratzen),
ohne dass etwas kaputt geht.
Marcel
J
Jan Bruns
Guest
Kleine Korrektur/Verallgemeinerung:
Die Abhängigkeit von v ist aber doch gegeben.
FĂźr Source-Spannungen in solchen Aufbauten kann man schreiben
U_src = U0 + x*(Ug1+Ug2)
und es ergibt sich nach weiterer Rechnerei allgemein:
x = (R*v)/(2*R*v+1)
wobei i diesem Beispiel R = R511 war.
Gruss
Jan Bruns
Die Abhängigkeit von v ist aber doch gegeben.
FĂźr Source-Spannungen in solchen Aufbauten kann man schreiben
U_src = U0 + x*(Ug1+Ug2)
und es ergibt sich nach weiterer Rechnerei allgemein:
x = (R*v)/(2*R*v+1)
wobei i diesem Beispiel R = R511 war.
Gruss
Jan Bruns
M
Marcel Mueller
Guest
Vorneweg: die Bauteil-Nummer aus dem Schaltplan, den nur ihr beide
vorliegen habt, sagen mir nichts, aber im Prinzip sind alle AB-Endstufen
ähnlich aufgebaut und so kann ich das meiste aus dem Kontext erschlieĂen.
Am 09.12.19 um 06:34 schrieb Jan Bruns:
Das wĂźrde sich gruselig anhĂśren.
Das Problem ist, dass die Spannung an den nunmehr identischen
Basisspannungen der Endstufen im Ăbergangsmoment zwischen Push und Pull
/springen/ mĂźsste, um einen kontinuierlichen Stromverlauf am Ausgang zu
erzeugen. Naja, und natura non facit saltus - die Natur macht keine
SprĂźnge. Die Gegenkopplung kĂśnnte das einfach nicht (mit unendlicher
Geschwindigkeit) ausregeln.
Kurzum, man muss dafĂźr sorgen, dass die Funktion
Ausgangsstrom(Treiberspannung-Ausgangsspannung) stetig bleibt und nicht
zu steil wird. Und das erreicht man, indem man beide
Endstufentransistoren im Ăbergangsbereich ein wenig /gleichzeitig/
Ăśffnet. Dann wird der Ăbergang weicher und kann ausgeregelt werden. Das
ist der "Ruhestrom".
Im Ăźbrigen muss man sich keinerlei Sorgen machen, dass der Ruhestrom
unter Last noch eine Rolle spielt. Wenn ordentlich Strom in der einen
oder anderen Richtung gezogen wird, steigt der Spannungsabfall Ăźber dem
jeweiligen Emitterwiderstand (im Vergleich zum Ruhestrom) stark an.
Dadurch erhĂśht sich fĂźr die eine Seite die Differenz
Treiberspannung-Ausgangsspannung, also Ube, während sie sich fßr die
andere Seite reduziert. Anders gesagt, sobald einer der Pfade (Push oder
Pull) /mehr/ als den Ruhestrom liefert, wird es beim jeweils anderen
automatisch /weniger/. Der Ruhetrom existiert also nur im (nahezu)
stromlosen Zustand der Endstufe. Jenseits davon geht er schnell nahezu
auf null.
Wie hoch man den Ruhestrom einstellt, ist ein Kompromiss zwischen
Stromverbrauch und Verzerrungen.
Das wĂźrde ich lassen.
Das ist vielleicht eine der wenigen Ecken, womit man Bipolarendstufen
recht leicht schrotten kann. Dreht man zu weit auf, kann die Endstufe
leicht aus der SOA der Endtransistoren laufen. Vor allem, wenn sich
diese dabei viel schneller erwärmen als der Transistor in der regelbaren
Z-Diode (hier wohl 517) hinterher kommt.
In der anderen Richtung kann es die Endstufe zum schwingen bringen, weil
die Regelung die oben genannten SprĂźnge zu erzeugen sucht und natĂźrlich
nicht schnell genug hinterher kommt und daher jedes mal Ăźber's Ziel
hinaus schieĂt. Auch das kann in manchen Fällen zu ziemlich unerwartet
schnellen Erhitzungen fĂźhren.
Das mit der Temperturabhängigkeit ist ßbrigens ein grundsätzliches
Problem bei Bipolarendstufen. Am oberen Ende des zulässigen
Temperaturbereichs macht so ein Transistor auch schon mal bei 0,4V auf.
Und das wĂźrde den Ruhestrom /drastisch/ erhĂśhen, bis halt hinreichend
viel an den Emitterwiderständen abfällt. Unkompensiert wäre man damit
längst auĂerhalb der SOA und die Endstufe gegrillt. Hält man den
Regeltransistor aber auf einer ähnlichen Temperatur, dann reduziert
selbiger die Basisvorspannung der Endstufen und damit den Ruhestrom.
Deshalb ist dieser Transistor oft (eigentlich unnĂśtigerweise) ein
Leistungstransistor, den man mit ans KĂźhlblech der Endstufen schrauben kann.
Im Idealfall kompensieren sich die beiden Effekte. In der Praxis sind
Schwankungen des Ruhestroms um einen Faktor 2 vĂśllig normal und harmlos.
Aber bei einem Faktor 10 kann es allmählich eng werden...
Warum man von auĂen in die Ruhestromregelung eingreifen sollte, drängt
sich mir bis heute nicht auf. Es gibt kaum sinnvolle Parameter, anhand
derer man das tun kĂśnnte.
Das einzig sinnvolle wäre eine Messung des /tatsächlichen/ Ruhestroms.
Aber die ist auĂerordentlich kompliziert, weil selbiger sich im
Lastbetrieb praktisch nie offenbart. Theoretisch ist es das Minimum der
Differenzspannung zwischen den Emittern der Endtransistoren. Praktisch
sorgen parasitäre Kapazitäten dafßr, dass der Messwert stark schwankt.
Viel zu stark um die Messung auf wenige Millivolt genau hinzubekommen.
Marcel
vorliegen habt, sagen mir nichts, aber im Prinzip sind alle AB-Endstufen
ähnlich aufgebaut und so kann ich das meiste aus dem Kontext erschlieĂen.
Am 09.12.19 um 06:34 schrieb Jan Bruns:
Das wĂźrde sich gruselig anhĂśren.
Das Problem ist, dass die Spannung an den nunmehr identischen
Basisspannungen der Endstufen im Ăbergangsmoment zwischen Push und Pull
/springen/ mĂźsste, um einen kontinuierlichen Stromverlauf am Ausgang zu
erzeugen. Naja, und natura non facit saltus - die Natur macht keine
SprĂźnge. Die Gegenkopplung kĂśnnte das einfach nicht (mit unendlicher
Geschwindigkeit) ausregeln.
Kurzum, man muss dafĂźr sorgen, dass die Funktion
Ausgangsstrom(Treiberspannung-Ausgangsspannung) stetig bleibt und nicht
zu steil wird. Und das erreicht man, indem man beide
Endstufentransistoren im Ăbergangsbereich ein wenig /gleichzeitig/
Ăśffnet. Dann wird der Ăbergang weicher und kann ausgeregelt werden. Das
ist der "Ruhestrom".
Im Ăźbrigen muss man sich keinerlei Sorgen machen, dass der Ruhestrom
unter Last noch eine Rolle spielt. Wenn ordentlich Strom in der einen
oder anderen Richtung gezogen wird, steigt der Spannungsabfall Ăźber dem
jeweiligen Emitterwiderstand (im Vergleich zum Ruhestrom) stark an.
Dadurch erhĂśht sich fĂźr die eine Seite die Differenz
Treiberspannung-Ausgangsspannung, also Ube, während sie sich fßr die
andere Seite reduziert. Anders gesagt, sobald einer der Pfade (Push oder
Pull) /mehr/ als den Ruhestrom liefert, wird es beim jeweils anderen
automatisch /weniger/. Der Ruhetrom existiert also nur im (nahezu)
stromlosen Zustand der Endstufe. Jenseits davon geht er schnell nahezu
auf null.
Wie hoch man den Ruhestrom einstellt, ist ein Kompromiss zwischen
Stromverbrauch und Verzerrungen.
Das wĂźrde ich lassen.
Das ist vielleicht eine der wenigen Ecken, womit man Bipolarendstufen
recht leicht schrotten kann. Dreht man zu weit auf, kann die Endstufe
leicht aus der SOA der Endtransistoren laufen. Vor allem, wenn sich
diese dabei viel schneller erwärmen als der Transistor in der regelbaren
Z-Diode (hier wohl 517) hinterher kommt.
In der anderen Richtung kann es die Endstufe zum schwingen bringen, weil
die Regelung die oben genannten SprĂźnge zu erzeugen sucht und natĂźrlich
nicht schnell genug hinterher kommt und daher jedes mal Ăźber's Ziel
hinaus schieĂt. Auch das kann in manchen Fällen zu ziemlich unerwartet
schnellen Erhitzungen fĂźhren.
Das mit der Temperturabhängigkeit ist ßbrigens ein grundsätzliches
Problem bei Bipolarendstufen. Am oberen Ende des zulässigen
Temperaturbereichs macht so ein Transistor auch schon mal bei 0,4V auf.
Und das wĂźrde den Ruhestrom /drastisch/ erhĂśhen, bis halt hinreichend
viel an den Emitterwiderständen abfällt. Unkompensiert wäre man damit
längst auĂerhalb der SOA und die Endstufe gegrillt. Hält man den
Regeltransistor aber auf einer ähnlichen Temperatur, dann reduziert
selbiger die Basisvorspannung der Endstufen und damit den Ruhestrom.
Deshalb ist dieser Transistor oft (eigentlich unnĂśtigerweise) ein
Leistungstransistor, den man mit ans KĂźhlblech der Endstufen schrauben kann.
Im Idealfall kompensieren sich die beiden Effekte. In der Praxis sind
Schwankungen des Ruhestroms um einen Faktor 2 vĂśllig normal und harmlos.
Aber bei einem Faktor 10 kann es allmählich eng werden...
Warum man von auĂen in die Ruhestromregelung eingreifen sollte, drängt
sich mir bis heute nicht auf. Es gibt kaum sinnvolle Parameter, anhand
derer man das tun kĂśnnte.
Das einzig sinnvolle wäre eine Messung des /tatsächlichen/ Ruhestroms.
Aber die ist auĂerordentlich kompliziert, weil selbiger sich im
Lastbetrieb praktisch nie offenbart. Theoretisch ist es das Minimum der
Differenzspannung zwischen den Emittern der Endtransistoren. Praktisch
sorgen parasitäre Kapazitäten dafßr, dass der Messwert stark schwankt.
Viel zu stark um die Messung auf wenige Millivolt genau hinzubekommen.
Marcel
F
Fritz
Guest
Am 09.12.19 um 19:31 schrieb Marcel Mueller:
Ich weiß, ich weiß das)
--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
Ich weiß, ich weiß das
)--
Fritz
für eine liberale, offene, pluralistische Gesellschaft,
für ein liberales, offenes, pluralistisches EUropa!
S
Stefan Wiens
Guest
Marcel Mueller <news.5.maazl@spamgourmet.org> writes:
Das hast du richtig erkannt; an der Schaltung ist, bis auf die
dynamische Ruhestromänderung, nichts ungewöhnlich. Einen Link zum
Schaltplan hat Jan in <news:h4s33lF4nmqU1@mid.individual.net> gepostet.
Deine völlig zutreffende Beschreibung des Phänomens ergänze ich um das
Stichwort Übernahmeverzerrungen.
Die gängigen Ruhestromeinstellungen sind i.d.R. gut genug, mit höherem
Ruhestrom erhält man nicht automatisch noch geringere Verzerrungen.
Linearer als linear wird es nicht.
Die Logik des Herstellers des im OP genannten Geräts dürfte folgende
sein:
Wir möchten etwas von der Magie der A-Class verwerten.
Wir nehmen ein schon gutes AB-Design (mit optimiertem Ruhestrom). Die
AB-Endstufe ist bei kleiner Aussteuerung ohnehin im A-Betrieb. Wir
erweitern nun aus Marketingüberlegungen den Bereich des A-Betriebs durch
eine dynamische Ruhestromanhebung, auch wenn dies hinsichtlich der
Verzerrungen eigentlich nicht nötig wäre.
--
Stefan
Das hast du richtig erkannt; an der Schaltung ist, bis auf die
dynamische Ruhestromänderung, nichts ungewöhnlich. Einen Link zum
Schaltplan hat Jan in <news:h4s33lF4nmqU1@mid.individual.net> gepostet.
Deine völlig zutreffende Beschreibung des Phänomens ergänze ich um das
Stichwort Übernahmeverzerrungen.
Die gängigen Ruhestromeinstellungen sind i.d.R. gut genug, mit höherem
Ruhestrom erhält man nicht automatisch noch geringere Verzerrungen.
Linearer als linear wird es nicht.
Die Logik des Herstellers des im OP genannten Geräts dürfte folgende
sein:
Wir möchten etwas von der Magie der A-Class verwerten.
Wir nehmen ein schon gutes AB-Design (mit optimiertem Ruhestrom). Die
AB-Endstufe ist bei kleiner Aussteuerung ohnehin im A-Betrieb. Wir
erweitern nun aus Marketingüberlegungen den Bereich des A-Betriebs durch
eine dynamische Ruhestromanhebung, auch wenn dies hinsichtlich der
Verzerrungen eigentlich nicht nötig wäre.
--
Stefan