Aktives Tri-Amping

[Helmut Schellong]

On 01/29/2020 23:14, Hartmut Kraus wrote:

Am 29.01.20 um 21:43 schrieb Helmut Schellong:
Der Klirr im Datenblatt ist Ăźbrigens Ăźberwiegend
fĂźr Gain=1 oder Gain=-1, fĂźr jeden einzelnen OPV.

Ja und? Nochmal:

Und wenn eine richtige Beschaltung vorgenommen wird, steigt
der Klirr weiter kräftig an, auf z.B. 0,004%.

Wo sollte das also herkommen? Von welcher "richtigen" Beschaltung? Als
Filter? Die haben neben der Grundverstärkung von 1 (oder -1) nur noch weitere
(frequenzabhängige) Dämpfung.

THD+N kommt von allen Bauteilen der Beschaltung!
Oder sind fĂźr Dich alle Bauelemente ideale Bauelemente?

'Noise' bedeutet ßbrigens 'Geräusch', weshalb auch z.B.
'Thermal noise' geschrieben wird, zwecks Genauigkeit.

Hatten wir doch gerade:
Im Datenblatt OPA1612 sind Diagramme zum THD+N durch
Quellwiderstand:
0 Ohm 0.000013 %
150 0.000020
300 0.000028
600 0.000040
Ich finde die Steigerung vergleichsweise sehr gering.
Kratzt mich nicht sonderlich.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Hartmut Kraus]

Am 30.01.20 um 14:00 schrieb Helmut Schellong:

On 01/29/2020 22:04, Hartmut Kraus wrote:
Am 29.01.20 um 20:28 schrieb Helmut Schellong:
Die kleinste Eingangsspannung wird 500 ÂľV sein.

Na, das kann man noch nicht so absolut sagen, wĂźrde ich erst mal
sagen. Welchen Maximalpegel und welche Dynamik haben deine Qellen
denn so? Das sieht bei einem CD-Player wohl etwas anders aus als bei
einer Bandmaschine oder einem Plattenspieler ...

MovingCoil.

Ich kann das Rauschen nur minimieren durch Wahl der Bauelemente.

Vor allem am Eingang, oder? Womit wir wieder bei dem Fakt wären: Der
wesentliche Anteil des Rauschens ensteht in der ersten Stufe (weil das
die einzige ist, die es noch um 20dB verstärkt) - oder eher schon davor:

Ich verstärke an einem Eingang von 0,5 mV auf 10V, mit OPA1612 (dual).
Bei diesem Pegel bleibt es dann.
Diese OPV sind etwa die rauschärmsten, die es gibt.
Eingangswiderstand ist der der MC-Spule, einige Ohm.
Mehr kann ich nicht tun.

Am 29.01.20 um 20:50 schrieb horst-d.winzler:
 > Am 26.01.20 um 12:33 schrieb Helmut Schellong:
 >> On 01/26/2020 12:03, Rolf Bombach wrote:
 >>> Wermutstropfen: Die Kurve gilt fßr Quellwiderstand Null, in
 >>> der Praxis wäre das etwas herausfordernd (Figs. 8, 10)
 
 >> Die Wirkung von R >0 ist gering.
 
 >> So geht das mit R-Noise sowieso nicht.
 
 > Die Quellwiderstände sollten fßr den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
 > (140_Ohm) nicht ßber die eingeklammerten Werte liegen.

Tja, Helmut, da wirst du wohl dein Konzept nochmal grĂźndlich
Ăźberdenken mĂźssen.

Nein.

Deine Quellen werden wohl kaum so einen geringen Innenwiderstand
aufweisen ...

Was hat denn ein Line-Ausgang (z.B.1,23V) Ăźblicherweise?
Bei meiner Tonbandmaschine aus den 1970ern sind es 100 Ohm.

Also 'runterteilen, aber fĂźr jede Quelle anders (einstellbar), damit
wir auf den "Einheitspegel" kommen, ... oder

Nein, kein runterteilen.
Das wäre ungeheurer Quatsch.

Jedenfalls wird's gantiert darauf hinauslaufen, dass dein Preamp nur
noch den "Einheitspegel" verarbeiten muss, als Lautstärkesteller also
2fach-Potis (/vor/ den aktiven Frequenzweichen und vor der
KopfhĂśrer-Endstufe) vollkommen ausreicht. Wetten?

Nein, niemals.
Ich werde ungeheuren Quatsch nicht machen.
Oh Baby Baby balla balla.

Die Endstufe hat eine Eingangsempfindlichkeit von 5 V.
(Der zuständige Pegelsteller ist auf meiner Projektseite beschrieben.)
Bis dahin muß also verstärkt werden.
Und:
Bereits jetzt hast Du erneut Deine eigene 'Binsenweisheit' vergessen,
daß hoher Pegel den Fremdspannungsabstand erhöht.
Du geisterst planlos und unlogisch durch die Gegend!

Alles klar, danke.

 

[Helmut Schellong]

On 01/29/2020 23:58, Dieter Michel wrote:

Hallo Helmut,

Ich kĂśnnte mir aber vorstellen, dass die vom OPA1612
produzierten Verzerrungen so niedrig sind, dass eventuelle
Noise- oder sonstige Rest-Fremdspannungsanteile (auch aus
der Elektronik des Messgerätes) das Ergebnis dominieren,
bis der OpAmp clippt.

Ich habe Schwierigkeiten, das anzunehmen.
Dann wären ja diese Diagramme wertlos und ein Schwindel.

Wertlos wäre es ja vermutlich dann, wenn man als
Entwickler nicht die Information daraus entnehmen kann,
die man braucht. Schwindel - weiß nicht - sie schreiben
ja dran, was da dargestellt ist, im vorliegenden Fall
THD+N. Im Text des Datenblatts des OPA1612 wird darauf
hingewiesen, dass viele Meßsysteme solch niedrige Verzerrungen
nicht messen kĂśnnen und sie beschreiben die Schaltung, mit
der die Messung durchgefĂźhrt wurde.

Ich schrieb, wenn es so wäre.
Aber es ist nicht so!

Ich kenne diese Daten und Erklärungen seit 2016.
Die meisten hier jedoch (immer noch) nicht.
Ich sah auch schon 2016, daß Quellwiderstände von <1k
als gut angesehen werden von den Autoren des Datenblatts.
U.a. deshalb war ich beruhigt.
Ein Diagramm ist ja dort eh vorhanden.

Bei Filterschaltungen habe ich keine uneingeschränkte Wahl
für Widerstandswerte - die Kapazitäten dürfen nicht zu groß
werden.

Ich erwarte, daß ein Diagramm erkennbar die Eigenschaften
des OPA1612 zeigt, und nicht dominant die des Meßgerätes!

Das finde ich auch ganz gut so, denn ich wĂźrde schon
erwarten, dass eine Datenblattspezifikation mit einem
Meßsystem gemessen wird, das nicht selbst erheblich
zum Ergebnis beiträgt.

Ja, genau das erwarte ich.
Und ich denke, man kann einer Firma wie TI vertrauen.

Wenn das erfĂźllt ist, sollten die Messergebnisse im
wesentlichen vom gemessenen Gerät (z.B. einer Opamp-
Schaltung) herrĂźhren und eine aussage darĂźber erlauben.

Ja.

Beispielsweise der ADA4075-2 von Analog_Devices
hat drei solche wunderschĂśnen Diagramme.

Ist zwar jetzt wieder ein anderes Bauteil, als Beispiel

Das ist Absicht von mir.
Ich will aufzeigen, daß fast alle OPV dieser Charakteristik
unterworfen sind.

aber vielleicht gar nicht so schlecht. Im Datenblatt unter
https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADA4075-2.pdf

gibt es auf Seite 15 die Abbildung 58.

Der Verlauf von THD+N gegen die Signalamplitude hat einen
ziemlich linearen Teil von etwa 0,0001V bis ca. 1V.
Wenn ich da mal zwei Punkte auf dem linearen Teil der
roten Kurve rausgreife, die ich einigermaßen gut ablesen kann,
habe ich z.B. einen Tick mehr als 0,0003% THD+N bei 0,9V,
ca. 0,003% bei 0,09V und ca. 0,9% bei 0,0003V. Da mag noch eine
kleine Unsicherheit beim Ablesen des Diagramms dabei sein, das
kann man sicher noch etwas genauer machen, aber wir haben ja
leider keine tabellierten Messwerte.

Ich habe einen Monitor 4096x2160:
Blaue Kurve
0.0001 V 2.5 %
3.3 0.0001

Jetzt nehme ich mal an, dass der ADA4075-2 sowohl nichtlineare
Verzerrungen produziert, als auch Fremdspannungen, die nichts
mit dem Nutzsignal zu tun haben, beispielsweise Rauschen oder
Anteile von Einstreuungen Ăźber die Versorgungsspannung, was auch
immer. Das Residualsignal des Analyzers, also das, was in Bezug
zur Nutzsignalamplitude gesetzt wird, um THD+N zu berechnen,
ist also eine Mischung dieser verschiedenen Anteile.
Bei der THD+N-Messung werden diese Komponenten nicht getrennt
ausgewertet.

Die entfernen die Grundwelle und messen den gesamten Rest als THD+N.

Im Beipiel des ADA4075-2 und der obigen Zahlen wäre, inkl. der
der Ableseunsicherheit, der Absolutwert des Residualsignals an
den beiden genannten Punkten:

1. 0,9V * 0,0003% = 0,003mV (einen Tick mehr)
2. 0,09V * 0,003% = 0,003mV
3. 0,0003V * 0,9% = 0,003mV

Das heißt, der lineare Teil der Kurve ist ziemlich gut
mit der Annahme erklärbar, dass das Residualsignal des
Analyzers unabhängig vom Nutzsignal ziemlich konstant ist.
Dadurch sinkt in diesem linaren Bereich der THD+N Wert
umgekehrt proportional zur Nutzsignalamplitude.
Ab ca. 1V Signalamplitude sieht man, dass THD+N vom
linearen Verlauf abweicht und mit steigender Amplitude
nicht mehr so stark abfällt. Das kÜnnte z.B. bedeuten,
dass bei diesen hĂśheren Amplituden, speziell bei nieder-
ohmigerer Last irgendwo die nichtlinearen Verzerrungen
ansteigen.

Transistoren werden schlechter mit mit sinkender Uce.
5 V ist noch ganz gut.
Das Clipping nähert sich.
Der Transistor wird abgeschnĂźrt, abgewĂźrgt.

Als Entwickler kĂśnnte ich aus irgendeinem Grund nun
beispielsweise auf dem linearen Teil der Kurve bleiben
wollen. Dann wĂźrde ich vielleicht dafĂźr sorgen, dass
die Nutzsignalamplitude nicht größer als 1V wird.

Bei diesem ADA4075-2.
Der braucht etwa Âą2V Restspannung am Ausgang.

Der OPA1612 hat Rail-to-Rail-Ausgänge, und ich betreibe
ihn mit Âą18V.
Ich bin da mit Âą14V auf sicherem Abstand.
Man sieht im Diagramm (mit ±15V, G=-1 2kOhm), daß es gerade
abwärts geht bis 9,3V.
FĂźr mich gilt die hellblaue Kurve.
Tatsache ist, daß THD+N geradlinig stark abnehmen
auch weit Ăźber 1V hinaus, eben bis 9,3V.

Das ist nun bei diesem ADA4075-2 nicht so furchtbar
ausgeprägt, dass man ein Problem damit haben mßsste
- ist jetzt nur ein Beispiel dafĂźr, wie man mit diesem
THD+N Disgramm umgehen kĂśnnte.
Aber es mag ja auch Bauteile oder Schaltungen geben, bei
denen die THD+N-Kurve nicht so linear verläuft und sich
größere Abweichungen auftun.

Kratzt mich eigentlich nicht, denn viel mehr als die
besten OPV auszusuchen und niederohmig zu beschalten,
kann ich nicht tun.
Ich habe eine Tendenz, eine Charakteristik erkannt, und
werde deshalb einfach hochpegelig arbeiten.
Dazu kommt, daß hohe Pegel den Fremdspannungsabstand erhöhen.

Konzeptionell muß ich die Lautstärke-Einstellungen direkt
vor den Leitungstreibern anordnen.

Ich muß dafür sorgen, daß die Baßamplitude nirgendwo über
Âą14V gelangt, dann ist alles okay.

Im Prinzip muss man ja auch nicht zwingend THD+N messen.
Wenn das Meßsystem eine Spektralanalyse machen kann,
hat man ja auch die MĂśglichkeit, die Harmonischen separat
zu betrachten, oder z.B. die geraden und ungeraden getrennt
zu summieren. Dann sollte auch das Diagramm THD vs. Amplitude
anders aussehen. Bei sehr klirrarmen Komponenten muss das
Meßsystem natürlich eine so große Dynamik haben, dass auch
sehr niederpegelige Verzerrungskomponenten noch gemessen
werden kĂśnnen.

Mein Tektronix-Scope hat einen Spektrum-Analyzer eingebaut.
Aber 80 dB ist die Grenze.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
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[Helmut Schellong]

On 01/30/2020 16:24, Helmut Schellong wrote:

On 01/29/2020 23:58, Dieter Michel wrote:
Hallo Helmut,

Ich kĂśnnte mir aber vorstellen, dass die vom OPA1612
produzierten Verzerrungen so niedrig sind, dass eventuelle
Noise- oder sonstige Rest-Fremdspannungsanteile (auch aus
der Elektronik des Messgerätes) das Ergebnis dominieren,
bis der OpAmp clippt.

Ich habe Schwierigkeiten, das anzunehmen.
Dann wären ja diese Diagramme wertlos und ein Schwindel.

Wertlos wäre es ja vermutlich dann, wenn man als
Entwickler nicht die Information daraus entnehmen kann,
die man braucht. Schwindel - weiß nicht - sie schreiben
ja dran, was da dargestellt ist, im vorliegenden Fall
THD+N. Im Text des Datenblatts des OPA1612 wird darauf
hingewiesen, dass viele Meßsysteme solch niedrige Verzerrungen
nicht messen kĂśnnen und sie beschreiben die Schaltung, mit
der die Messung durchgefĂźhrt wurde.

Ich schrieb, wenn es so wäre.
Aber es ist nicht so!

Ich kenne diese Daten und Erklärungen seit 2016.
Die meisten hier jedoch (immer noch) nicht.
Ich sah auch schon 2016, daß Quellwiderstände von <1k
als gut angesehen werden von den Autoren des Datenblatts.
U.a. deshalb war ich beruhigt.
Ein Diagramm ist ja dort eh vorhanden.

Ich erwarte, daß ein Diagramm erkennbar die Eigenschaften
des OPA1612 zeigt, und nicht dominant die des Meßgerätes!

Ich weise nochmal auf den LME49724 hin.
Der hat nicht nur sehr viele dieser Diagramme, sondern
auch mehrere Frequenzen bis 20 kHz darin.

Der Klirr steigt grundsätzlich mit der Frequenz.
Das ist durch die endliche Slew_rate begrĂźndet.

Aber ich meine, ich habe 2016 bei meinen LTspice-Simulationen
auch mal einen geringeren Klirr durch hĂśhere Amplitude gesehen.
Ich muß das aktuell mal etwas untersuchen.


Zum OPA1612 gibt es Fig.2. (Oszillogramm) mit dem Rauschen
im Bereich 0.1 Hz bis 10 Hz, wo stets das stärkste Rauschen
anzutreffen ist.
Dort ist die Amplitude 50 nVpp, also 18 nVeff (18e-9).

Ich habe _auch_ wegen dieser winzigen Spannung Probleme, diese
Diagramme THD+N::Amplitude als vom Rauschen beherrscht anzusehen.

Ein Labor, in dem die Daten fßr die Datenblätter erstellt
werden, wird auch absolut beste Bedingungen fĂźr Messungen bieten!
Da wird praktisch nur thermisches Rauschen im '+N' Ăźbrig bleiben.

Fig.11.: x=0.01 y=0.0033%

0.01 * 0.000033 = 3.3e-7

Zwischen 18e-9 und 3.3e-7 besteht ein großer Unterschied:
18e-9 << 330e-9

'18' (Rauschen) dominiert gewiß nicht '330' (THD+N).


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
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[Dieter Michel]

Hallo Helmut,

Zum OPA1612 gibt es Fig.2. (Oszillogramm) mit dem Rauschen
im Bereich 0.1 Hz bis 10 Hz, wo stets das stärkste Rauschen
anzutreffen ist.
Dort ist die Amplitude 50 nVpp, also 18 nVeff (18e-9).

Ich habe _auch_ wegen dieser winzigen Spannung Probleme, diese
Diagramme THD+N::Amplitude als vom Rauschen beherrscht anzusehen.

zu einer THD+N-Messung gehĂśrt immer auch die Angabe
der Frequenzbandbreite der Messung, weil die das Rauschen
Ăźber den gesamten Frequenzbereich aufintegriert.
Das bedeutet, man kann sehr unterscheidliche Messwerte
bekommen, wenn man z.B. die Bandbreite durch einen Filter
begrenzt oder die volle Bandbreite des Meßsystems nutzt.

Wenn man einen OpAmp nur mit einer Bandbreite von 10Hz betreibt
bzw. misst, bekommt man natĂźrlich ein sehr gutes Rauschverhalten,
kann aber eben in der Anwendung auch nur Frequenzen bis 10Hz
verarbeiten, was fĂźr Audio natĂźrlich zu wenig ist.

Bei einer Audioschaltung kommt es darauf an, wieviel
Bandbreite das Gerät haben soll. Man kann z.B. bis 22kHz
messen, um das Audioband auf jeden Fall mit drin zu haben.
Bei einer einzelnen Opamp-Stufe vielleicht auch 100kHz,
zum Beispiel, damit mehrere hintereinander geschaltete
Stufen einem nicht die Bandbreite zu sehr begrenzen, oder
weil die größere Bandbreite eine Designentscheidung ist.

Beim OPA1612 Datenblatt steht jetzt nicht dabei (oder ich hab's
nicht gefunden), mit welcher Bandbreite sie gemessen haben.
Spezifiziert ist der OPA1612 mit 1,1nV/rtHz bei 1kHz, wo das
Rasuchen kaum mehr frequenzabhängig ist.

Mehr zum Thema Rauschen gibt es in einem Paper von TI zu lesen:
http://www.ti.com/lit/an/sloa011/sloa011.pdf

Beim OPA1612 ergäbe das bei Beispiel-Bandbreiten von 22kHz
und 100kHz:

22kHz: 1,1e-9 * sqrt(22000) = 163nV

100kHz: 1,1e-9 * sqrt(100000) = 348nV

Fig.11.: x=0.01 y=0.0033%
0.01 * 0.000033 = 3.3e-7

Das passt zumindest von der Größenordnung her zu den 330nV,
zumal wir nicht wissen, mit welcher Bandbreite sie da fĂźr
das Datenblatt gemessen haben.

Wobei ich nicht sagen will, dass beim OPA1612 das Rauschen
dominiert, sondern dass der lineare Teil der THD+N-Kurve
durch eine konstante Fremdspannung erklärbar ist. Das kann
natĂźrlich Rauschen sein, muss aber nicht. Das kann man dem
Diagramm nicht so ohne weiteres entnehmen.
Da wäre mal eine THD-Messung (ohne "+N") interessant oder
Klirrspektren.

Dieses Verhalten im linearen Teil wĂźrde man immer bekommen,
wenn man eine konstante Fremdspannung mit einer veränderlichen
Nutzsignalamplitude in Beziehung setzt. Das ist also eher eine
Eigenschaft der Messvorschrift und weniger des Gerätes oder
Bauteils, das da gemessen wird.

Zu den ganzen Noise-Geschichten steht auch noch was in:
http://www.ti.com/lit/ml/slyt701/slyt701.pdf
Ab Kapitel VI etwa.

Viele Grüße

Dieter

 

[Helmut Schellong]

On 01/31/2020 20:15, Dieter Michel wrote:

Hallo Helmut,

Zum OPA1612 gibt es Fig.2. (Oszillogramm) mit dem Rauschen
im Bereich 0.1 Hz bis 10 Hz, wo stets das stärkste Rauschen
anzutreffen ist.
Dort ist die Amplitude 50 nVpp, also 18 nVeff (18e-9).

Ich habe _auch_ wegen dieser winzigen Spannung Probleme, diese
Diagramme THD+N::Amplitude als vom Rauschen beherrscht anzusehen.

zu einer THD+N-Messung gehĂśrt immer auch die Angabe
der Frequenzbandbreite der Messung, weil die das Rauschen
Ăźber den gesamten Frequenzbereich aufintegriert.
Das bedeutet, man kann sehr unterscheidliche Messwerte
bekommen, wenn man z.B. die Bandbreite durch einen Filter
begrenzt oder die volle Bandbreite des Meßsystems nutzt.

Ich habe aktuell in der Tabelle die Angabe
1.2 ÂľVpp @ 20Hz..20kHz gesehen.
Da ist die Spannung beträchtlich hÜher.

[...]
Zustimmung.

Beim OPA1612 Datenblatt steht jetzt nicht dabei (oder ich hab's
nicht gefunden), mit welcher Bandbreite sie gemessen haben.
Spezifiziert ist der OPA1612 mit 1,1nV/rtHz bei 1kHz, wo das
Rasuchen kaum mehr frequenzabhängig ist.

Das Diagramm basiert auf BW=80kHz, f=1kHz, Rsource=0.

Mehr zum Thema Rauschen gibt es in einem Paper von TI zu lesen:
http://www.ti.com/lit/an/sloa011/sloa011.pdf

Beim OPA1612 ergäbe das bei Beispiel-Bandbreiten von 22kHz
und 100kHz:

22kHz:   1,1e-9 * sqrt(22000)  = 163nV

100kHz:  1,1e-9 * sqrt(100000) = 348nV

Fig.11.: x=0.01 y=0.0033%
0.01 * 0.000033 = 3.3e-7

Das passt zumindest von der Größenordnung her zu den 330nV,
zumal wir nicht wissen, mit welcher Bandbreite sie da fĂźr
das Datenblatt gemessen haben.

Es paßt zu den 80 kHz BW.

Wobei ich nicht sagen will, dass beim OPA1612 das Rauschen
dominiert, sondern dass der lineare Teil der THD+N-Kurve
durch eine konstante Fremdspannung erklärbar ist. Das kann
natĂźrlich Rauschen sein, muss aber nicht. Das kann man dem
Diagramm nicht so ohne weiteres entnehmen.
Da wäre mal eine THD-Messung (ohne "+N") interessant oder
Klirrspektren.

Wenn ich die Tabellenangabe sehe (1.2), halte ich nun
tatsächlich Rauschen fßr mÜglich.

Es ist etwas verwirrend, daß in Texten das '+N' außen vor
gelassen wird, und nur von Klirr geschrieben wird.
Und das Diagramm IMD hat kein '+N', zeigt aber den gleichen Verlauf.

Dieses Verhalten im linearen Teil wĂźrde man immer bekommen,
wenn man eine konstante Fremdspannung mit einer veränderlichen
Nutzsignalamplitude in Beziehung setzt. Das ist also eher eine
Eigenschaft der Messvorschrift und weniger des Gerätes oder
Bauteils, das da gemessen wird.

Zu den ganzen Noise-Geschichten steht auch noch was in:
http://www.ti.com/lit/ml/slyt701/slyt701.pdf
Ab Kapitel VI etwa.

Den Links werde ich mal folgen, und in meine
'educ'-Verzeichnisse einpflegen.

Ich denke, es ist ziemlich rausch-optimal, wenn ich einen Eingang
MC-System mit 0,5 mV Eingangsspannung mit dem Dual-OPA1612
versehe. Den ersten OPV in Differenzeingang-Beschaltung, von
XLR 5-polig (Stereo) versorgt.
Gleiches kann ich mit MM und Mikrofon machen.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
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http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Dieter Michel]

Hallo Helmut,

zu einer THD+N-Messung gehĂśrt immer auch die Angabe
der Frequenzbandbreite der Messung, weil die das Rauschen
Ăźber den gesamten Frequenzbereich aufintegriert.
Das bedeutet, man kann sehr unterscheidliche Messwerte
bekommen, wenn man z.B. die Bandbreite durch einen Filter
begrenzt oder die volle Bandbreite des Meßsystems nutzt.

Ich habe aktuell in der Tabelle die Angabe
1.2 ÂľVpp @ 20Hz..20kHz gesehen.
Da ist die Spannung beträchtlich hÜher.

Das kommt wahrscheinlich darauf an, welchen Crest-Faktor
das Rauschen hat. mit der Spezifikation 1,1nV/rtHz käme
man bei 20KHz Bandbreite auf etwa 156nV RMS. Die 1200nV
aus dem Datenblatt sind Peak-to-Peak, der Spitzenwert
also 600nV. Bezogen auf die 156nV wäre das ein Crest-Faktor
von 3,85. Kommt mir nicht komplett unplausibel vor,
ist ja kein Sinuston, aber man mĂźsste vielleicht mal so
ein Rauschsignal messen.

Es ist etwas verwirrend, daß in Texten das '+N' außen vor
gelassen wird, und nur von Klirr geschrieben wird.
Und das Diagramm IMD hat kein '+N', zeigt aber den gleichen Verlauf.

Ich vermute mal vorsichtig, dass zumindest die Datenblatt-
autoren das eine oder andere als bekannt voraussetzen,
auch wenn das vielleicht nicht immer zutrifft. Wenn jemand
täglich mit sowas zu tun hat, sind bestimmte Punkte evtl. klar,
weil sie einfach zum Tagesgeschäft gehÜren.

Sie kĂśnnten sich z.B. sagen: "Wer sich fĂźr unsere IMD-Messergebnisse
nach SMPTE/DIN interessiert, sollte auch das Messverfahren kennen.
Und derjenige weiß dann auch, dass Messungen nach SMPTE/DIN
(um bei dem Beispiel zu bleiben) Noise einschließen."
Ich selber habe es auch nachgelesen, weil ich nicht jeden Tag
IMD-Messungen mache, aber jemand, der das im Rahmen z.B.
seiner beruflichen Entwicklertätigkeit macht, weiß das möglicherweise.
Privatvermutung von mir, natĂźrlich.
MĂśglicherweise gibts in den diversen Papers von TI auch ein
Dokument, in dem darauf eingegangen wird.

Ich denke, es ist ziemlich rausch-optimal, wenn ich einen Eingang
MC-System mit 0,5 mV Eingangsspannung mit dem Dual-OPA1612
versehe. Den ersten OPV in Differenzeingang-Beschaltung, von
XLR 5-polig (Stereo) versorgt.

Mit MC-Preamps habe ich wenig bis gar nichts zu tun,
deshalb kann ich da nicht viel dazu sagen. Ich habe
aber bei Rod Elliott unter
https://sound-au.com/project187.htm
eine ausfĂźhrliche und relativ aktuelle Abhandlung
zu dem Thema gefunden, mit Diskussion verschiedener
einsetzbarer Transistoren und OpAmps und Hinweisen
auf Fallstricke bei der praktischen Realisierung.

Bei Deiner Anwendung ist ja vermutlich zu bedenken,
dass Du, um von 0,5mV auf (wenn ich mich recht erinnere)
10V zu verstärken, einen ziemlich fetten Verstärkungsfaktor
von 20.000 (86dB!) brauchst. Das wird wahrscheinlich
in der Praxis auch nicht ohne Fallstricke zu machen sein,
vermutlich auch mit eiunem zweistufigen Design oder mit
zumMC-System passenden Übertrager (s.u.).
Aber wie gesagt, mit MC-Preamps habe ich keine Erfahrung.

Auf die Schnelle zum Thema MC auch noch gefunden:
<http://hifisonix.com/wordpress/wp-content/uploads/2019/06/Richard-Lees-Ultra-MC-Amp.pdf>

Interessant kĂśnnte auch noch der diskrete OpAmp 990C+ sein:
https://www.johnhardyco.com/pdf/990.pdf

Den kenne ich aus einem sehr hochwertigen Mikrofonvorverstärker
(John Hardy M-1), in dem er sehr gut spielt. Allerdings mit
aufwändiger Schaltungstechnik und hochwertigen Übertragern.
Ich weiß nicht, inwieweit sich das auf MC-Vorverstärker
ßbertragen lässt. Im Datenblatt sind (nur) Beispiele fßr Mikrofon-
vorverstärker und Tonkopf-Verstärker (was war nochmal eine
Bandmaschine?) zu finden. John Hardy ist allerdings ein sehr
freundlicher Typ, so dass ich vermute, dass man auf eine
entsprechende Frage auch eine kompetente Antwort bekäme.

MÜglicherweise wäre fßr MC die Kombination mit einem
Step-up-Transformer von Jensen interessant:
https://www.jensen-transformers.com/transformers/moving-coil/

Evtl. auch noch interessant zum Thema Rauschen:
https://sound-au.com/noise.htm
https://sound-au.com/pdf/an-104.pdf
und
http://www.dicks-website.eu/noisecalculator/index.html

Viele Grüße

Dieter

 

[Rolf Bombach]

Hartmut Kraus schrieb:

Am 28.01.20 um 20:17 schrieb Dieter Michel:
Ich vermute mal, dass der OPA1612 irgendwo einen fast
konstanten, sehr niedrigen Pegel erzeugt, der sehr wenig
mit dem eigentlichen Signal zu tun hat

Beim Rauschen sicher, aber bei Klirr? Schwer vorstellbar.

- vielleicht ist das
auch einfach die Grenze des verwendeten Meßverfahrens.

Wahrscheinlich. Anders kann ich mir einfach nicht erklären, wie der Klirr bei /steigender/ Aussteuerung /sinken/ sollte.

Es ist ja ein Klirr-Faktor, keine Klirr-Spannung. Mit
mehr Pegel hast du z.B. relativ weniger Übernahmeverzerrungen.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Rolf Bombach]

Hartmut Kraus schrieb:

Am 29.01.20 um 13:17 schrieb Helmut Schellong:
On 01/29/2020 01:07, Hartmut Kraus wrote:
Am 28.01.20 um 23:31 schrieb Helmut Schellong:

Wahrscheinlich. Anders kann ich mir einfach nicht erklären, wie der Klirr bei /steigender/ Aussteuerung /sinken/ sollte.

Andere OPV haben das gleiche Verhalten.

Nein. Ein Gegenbeispiel ("low noise"):

http://hkraus.eu/LM833.pdf

(Seite 5) Siehst du was?

Ja, deutlich.
THD+N sinken mit der Ausgangsspannung.

Von >~0,01% auf >= 0,003%, also von >~ -80dB auf >=90,5dB. Wirklich gewaltig. Und welcher Anteil ist wohl THD und welcher N? DarĂźber schweigen sich alle aus.

Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die
Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie
beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig
Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten,
insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N
kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Rolf Bombach]

Helmut Schellong schrieb:

Ich habe nur irgendwo gelesen, daß der N-Anteil
fast bedeutungslos ist.

N und N-Anteil ist aber nicht dasselbe. Wenn du
gar kein Signal hast, bleibt nur N Ăźbrig.

BezĂźglich Eingang ist dann THD natĂźrlich sehr hoch,
aber nicht unendlich, da die gewĂźnschte Frequenz
auch im Rauschen steckt.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Rolf Bombach]

Hartmut Kraus schrieb:

Am 29.01.20 um 13:31 schrieb Helmut Schellong:

01/26/2020 22:07      OPA1612 Datenblatt
======================================================================
Unter Features _und_ Description
steht "Distortion: 0.000015% at 1 kHz".

In der Tabelle steht der gleiche Wert hinter THD+N.
Dort steht hinter IMD (ohne N) erneut der gleiche Wert (und kleinere).

Im Diagramm 12. (Intermodulationsverzerrungen) hat die Kurve
den gleichen Verlauf wie in Diagramm 11 -- ohne '+N'.
Im Diagramm 12. beginnt die Skala mit 0.1 Vrms, in 11. mit 0.01,
deshalb wirkt 12. optisch 'schwächer'.
Die Y-Skalen sind gleich.

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Aus diesen Gründen glaube ich nicht, daß das Diagramm 11.
nur auf Rauschen beruht, während der Klirr 0 ist.

Das hat auch keiner behauptet.

Doch. Ich. Der OPA1612 wird mit 1.1 nV/SQRT(Hz) Rauschdichte bei 1 kHz
beworben. Bei 80 kHz Bandbreite gäbe das 0.31 uVrms. Plus noch ein
bisschen, da auch Rauschen von unter dem 1/f-Knick dazu kommt. Aus
didaktischen GrĂźnden erhĂśhe ich daher auf 0.35 uVrms.
Verlängert man die Kurve in Fig. 11 auf 100%, landet man mit der
X-Achse bei 0.35 uVrms. Das halte ich eben nicht fĂźr einen Zufall.

======================================================================

Ich habe Vorstehendes vor mehreren Tagen gepostet
und danach mindestens zweimal darauf hingewiesen, aufgrund
von Fragen.
Es wird dennoch ignoriert, und abwegige Ideen werden verfolgt.

Da sehe ich mich in derselben Position.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Helmut Schellong]

On 02/02/2020 22:28, Rolf Bombach wrote:

Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.
Es gibt weitere GlanzstĂźcke, die beeindrucken:

Single(>2€), Dual, Quad(>5€)
Rail to Rail: Inp & Outp

Vs: Âą18 V ; Strom: 1 mA
GBW: 10 MHz
SR: 20 V/us
Offset: Âą5 ÂľV
Bias: Âą5 pA
Inputs CM: (V-)-0.1 ... (V+)+0.1
Inputs Diff: (V+)-(V-)+0.2
Output: (V+)-0.1 ... (V-)+0.1
Output: Âą60 mA
CMRR: 140 dB
Gain: 140 dB
THD+N: 0.00008%
Capac. Load: 1 nF




--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Helmut Schellong]

On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:

Hartmut Kraus schrieb:
Am 29.01.20 um 13:31 schrieb Helmut Schellong:

01/26/2020 22:07      OPA1612 Datenblatt
======================================================================
Unter Features _und_ Description
steht "Distortion: 0.000015% at 1 kHz".

In der Tabelle steht der gleiche Wert hinter THD+N.
Dort steht hinter IMD (ohne N) erneut der gleiche Wert (und kleinere).

Im Diagramm 12. (Intermodulationsverzerrungen) hat die Kurve
den gleichen Verlauf wie in Diagramm 11 -- ohne '+N'.
Im Diagramm 12. beginnt die Skala mit 0.1 Vrms, in 11. mit 0.01,
deshalb wirkt 12. optisch 'schwächer'.
Die Y-Skalen sind gleich.

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Fritz]

Am 02.02.20 um 22:28 schrieb Rolf Bombach:

Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die
Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie
beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig
Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten,
insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N
kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.

Die Ausgangsstufe des LM833 ist etwas ungewĂśhnlich aufgebaut.

TI:
Hier besser dargestellt, Page 13, 8.2:
<https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm833.pdf>
THD auf Seite 10.

ON Semi
<https://www.onsemi.com/pub/Collateral/LM833-D.PDF>
»The LM833 output stage exhibits no dead−bandcrossover distortion, ..«

Was andere dazu sagen ...
<https://www.stereo.net.au/forums/topic/69927-the-lm833/>

Interessanter OPA Vergleich:
<https://nwavguy.blogspot.com/2011/08/op-amp-measurements.html>

»LM4562/LME49860/LME49720 – National had a dedicated team of high-end
audio engineers and they turned out some really great parts. The most
popular are these op amps which have found their way into a lot of
high-end audiophile blessed gear. The LM4562 and its siblings, in any
headphone or DAC application I can imagine, should match any of the
elite parts above. That’s objectively on an audio analyzer using the
conventional suite of audio tests and subjectively in blind listening
tests. The LM4562 was the first op amp to unseat the NE5532 as Doug
Self’s overall benchmark.«

»LM833 – This was one a National’s early attempts at a high performance
audio op amp like the 5532 but they failed to beat the 5532.ÂŤ

--
Fritz
'Prosit Neujahr!'
Allen die Guten Willens sind!

 

[Helmut Schellong]

On 01/31/2020 18:05, Helmut Schellong wrote:

On 01/30/2020 16:24, Helmut Schellong wrote:
On 01/29/2020 23:58, Dieter Michel wrote:

Aber ich meine, ich habe 2016 bei meinen LTspice-Simulationen
auch mal einen geringeren Klirr durch hĂśhere Amplitude gesehen.
Ich muß das aktuell mal etwas untersuchen.

Ich habe es untersucht.
Die ersten 9 Harmonischen.

Bei 30 kHz und 100% Last 0,06% Klirr (Âą47V, 4 Ohm).
Bei 1 V Ausgang: 0,002%

Diese Endstufe hat jedenfalls keinen geringeren
oder gleichen Klirr bei hĂśherer Amplitude.


--
Mit freundlichen Grüßen
Helmut Schellong var@schellong.biz
www.schellong.de www.schellong.com www.schellong.biz
http://www.schellong.de/c.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_proj.htm
http://www.schellong.de/htm/audio_unsinn.htm

 

[Rolf Bombach]

Helmut Schellong schrieb:

On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.

Bei den THD-Messungen ja, und diese Messungen sind ja dann auch
was du hĂśrst :-].

Die Intermodulationsmessungen sind oft vom Prinzip her "rauschfrei".
Bei SMPTE wird ein PrĂźfton von 7 kHz mit 60 Hz die Kennlinie rauf
und runter geschoben.

Jetzt sind wir beim Punkt, wo wir nur beten und hoffen kĂśnnen, dass
Kurt nicht mitliest.

Bei gekrĂźmmter Kennlinie wird der PrĂźfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrĂźmmt (A-Stufen) oder etwas S-fĂśrmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Fritz]

Am 04.02.20 um 22:47 schrieb Rolf Bombach:

Helmut Schellong schrieb:
On 02/02/2020 23:22, Rolf Bombach wrote:

Hier diskutieren wir aber THD+N und nicht IM. Bei THD+N wird
auf 80 kHz Bandbreite gemessen, bei IM auf dem Intermodulationston,
nehme ich mal an, da steht jedenfalls nichts von Bandbreite.
Jedenfalls beim SMPTE werden nur die IM-Seitenbänder erfasst.
Daher wundert es (mich) nicht, dass da nichts von N steht.

Ich bin aufgrund von Postings von Dieter Michel und nachfolgenden
Berechnungen vor Tagen auch darauf gekommen, daß die Kurve über
weite Strecken wohl von '+N' dominiert wird.

Bei den THD-Messungen ja, und diese Messungen sind ja dann auch
was du hĂśrst :-].

Die Intermodulationsmessungen sind oft vom Prinzip her "rauschfrei".
Bei SMPTE wird ein PrĂźfton von 7 kHz mit 60 Hz die Kennlinie rauf
und runter geschoben.

Jetzt sind wir beim Punkt, wo wir nur beten und hoffen kĂśnnen, dass
Kurt nicht mitliest.

Bei gekrĂźmmter Kennlinie wird der PrĂźfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrĂźmmt (A-Stufen) oder etwas S-fĂśrmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.

Es gibt AFAIK noch andere standardisierte Frequenzkombinationen fĂźr IM
Messungen.

--
Fritz
'Prosit Neujahr!'
Allen die Guten Willens sind!

 

[Rolf Bombach]

Fritz schrieb:

Am 02.02.20 um 22:28 schrieb Rolf Bombach:
Die Skala startet ja erst bei 1 Vrms. Beim OPA geht sie bis 0.01 Vrms und die
Kurve biegt auch nicht so heftig ab nach oben. Die wissen schon, warum sie
beim LM833 nicht weiter gezeichnet haben. Dabei hat der LM833 recht wenig
Rauschen (OK, etwa das vierfache vom OPA) und auch sonst gute Daten,
insbesondere wenn man Alter und Preis in Relation zieht. Den Anteil von N
kannst du mit einer Extrapolation auf 0 dB zumindest abschätzen. Beim
OPA sieht mir das so aus, als hätte der praktisch nur N und kein THD.
Heller Wahnsinn, keine Ahnung, wie die das hingekriegt haben.

Die Ausgangsstufe des LM833 ist etwas ungewĂśhnlich aufgebaut.

TI:
Hier besser dargestellt, Page 13, 8.2:
https://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm833.pdf
THD auf Seite 10.

Wollte mich nicht näher ßber diese Antiquität auslassen, aber freue mich
dennoch, dass es das Teil noch gibt. Hätte ich nicht gedacht.
Die Ausgangsstufe ist interessant; sie vermeidet die problematischen
lateralen PNP-Transistoren, welche die Schwinggefahr bei kapazitiver
Last erhĂśhen. Anderes Beispiel ist die Ausgangsstufe des LF356.

Was andere dazu sagen ...
https://www.stereo.net.au/forums/topic/69927-the-lm833/

Klar hat der LM833 weniger Rauschen als der OPA2134; der letztere
ist ein FET-Opamp, welcher als Zwischenstufe in niedrohmiger
Umgebung halt die flahsce Wahl ist. Der Schreiberling hätte ja
mal was richtiges nehmen kĂśnnen.

Interessanter OPA Vergleich:
https://nwavguy.blogspot.com/2011/08/op-amp-measurements.html

Bei Gelegenheit...

»LM4562/LME49860/LME49720 – National had a dedicated team of high-end
audio engineers and they turned out some really great parts. The most
popular are these op amps which have found their way into a lot of
high-end audiophile blessed gear. The LM4562 and its siblings, in any
headphone or DAC application I can imagine, should match any of the
elite parts above. That’s objectively on an audio analyzer using the
conventional suite of audio tests and subjectively in blind listening
tests. The LM4562 was the first op amp to unseat the NE5532 as Doug
Self’s overall benchmark.«

Das ist interessant. Es ist leider selten geworden, dass man viel
Aufwand fĂźr ein Teil treibt, dessen kommerzieller Erfolg fraglich ist.

»LM833 – This was one a National’s early attempts at a high performance
audio op amp like the 5532 but they failed to beat the 5532.ÂŤ

Ja, schon. Nationals Schwerpunkt war halt die bezahlbare Mittelklasse.
Und jetzt ist er "teurer". Das TI-Datenblatt zum 5532 ist dĂźrftig.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Rolf Bombach]

Hartmut Kraus schrieb:
Wer auch immer schrieb:

Œ Die Quellwiderstände sollten fßr den AD797 (100_Ohm) und den OPA1612
ÂŚ (140_Ohm) nicht Ăźber die eingeklammerten Werte liegen.

Wo steht das? Der AD797 ist fßr Quellwiderstände um 300 Ohm optimal. Wobei
der Text im Datenblatt dezent konfus ist. Einerseits wird darauf hingewiesen,
dass schon 10 zusätzliche Ohm merklich das Rauschen anheben, in Fig. 33 wir
allerdings ein 100 Ohm Widerstand empfohlen, der ja angeblich kaum eine
merklichen Einfluss auf das Rauschen hätte... Egal, das Teil ist schon älter...
Beim OPA1612 liegt das Optimum bei 1 kOhm.

Es gibt mehrer Opamps, die allerdings Widerstände oder als Widerstände wirkende
Bauteile als Teil der Eingangsschutzschaltung haben, dort dann Vorsicht bei den
Überlegungen. Und die Schutzschaltungen braucht es, da die Transistoren am
Eingang wenig Spannung aushalten, da sie auf hohe Stromverstärkung hin optimiert
sind, damit das Eingangsstromrauschen nicht zu gross wird...

Bei mir war's Ăźbrigens ursrĂźnglich (mit meinem diskreten Preamp) so, dass ich die verschiedenen Quellen auf 20k 'runtergeteilt habe (das Rauschminimum fĂźr bipolare Transis 10...20k) und mit dem
"Eingangspegelregler" nur noch die /Gegenkopplung/ des Preamps geringfßgig verändert.

Das ist nicht nachvollziehbar. Das Rauschoptimum kann in weiten Grenzen mit dem
Kollektorstrom der ersten Stufe variiert werden. Beim AD797 landet man dann bei
300 Ohm, beim LT1028 bei tiefen Frequenzen sogar bei 100 Ohm.
Es wird dann immer auf ein Wettrennen zwischen Rauschspannung und -Strom kommen.
Hast du Quellimpedanzen Ăźber 5 k oder so, solltest du auf FET-Opamps ausweichen.
Runterteilen verschlechtert stets das Rauschen.
Was anderes wäre eine Quelle mit 10 Ohm, da lohnt es sich dann, ßber einen 1:10 Trafo
nachzudenken, damit man auf 1 kOhm kommt, um dann den OPA1612 zu nehmen.

--
mfg Rolf Bombach

 

[Rolf Bombach]

Fritz schrieb:

Am 04.02.20 um 22:47 schrieb Rolf Bombach:

Bei gekrĂźmmter Kennlinie wird der PrĂźfton amplitudenmoduliert. Der
Liniensalat um 7 kHz wird demoduliert und vermessen. Im Prinzip
wird da das Rauschen gleich zwei mal minimiert respektive rausgemittelt.
Die 60/120 Hz-Anteile geben da noch Auskunft, ob die Kennlinie nur
quadratisch gekrĂźmmt (A-Stufen) oder etwas S-fĂśrmig sind wie bei
den Gegentakt-(A)B-Stufen. Kann man ganz nett modellieren.

Es gibt AFAIK noch andere standardisierte Frequenzkombinationen fĂźr IM
Messungen.

Das ist klar, insbesondere verwenden die DIM ja aggressivere Kurvenformen.
Hier ging es um ein Beispiel dafĂźr, warum in den Diagrammen das "+N" fehlt,
etwa weil es nicht gemessen wird oder gar nicht erst anfällt.

--
mfg Rolf Bombach